1 UVOD
Klasični šestpulzni trifazni diodni usmernik je najpo-
gostejša vhodna stopnja v različnih močnostnih pre-
tvornikih. Prednost klasičnega usmernika je njegova
preprostost, robustnost in nizka cena, njegova slabost pa
popačenje vhodnega toka. V toku so še posebej izrazite
5., 7., 11. in 13. komponenta. Zaradi tega popačenega
toka pride do padca napetosti na vzdolžnih impedancah
omrežja med togim virom in mestom priklopa, posledica
pa je popačitev omrežne napetosti.
Posledice popačitve toka in napetosti se lahko ka-
žejo v več oblikah, kot so: zmanjšanje faktorja moči,
pregrevanje faznih vodnikov in predvsem ničelnega vo-
dnika, nepravilno delovanje zaščit, povečanje izgub v
jedru omrežnih transformatorjev, povečanje obremenitev
omrežnih filtrskih kondenzatorjev (skrajševanje življenj-
ske dobe) itd [1].
Omenjene probleme klasično odpravimo z dodatkom
dušilk pred usmernik, z dodatkom dušilk v enosmerni
tokokrog in povečanjem števila pulzov usmernika [2].
Prednost takšnega načina je enostavnost in robustnost,
Prejet 15. maj, 2018
Odobren 3. julij, 2018
težave pa se začnejo s povečevanjem števila pulzov
usmernika, saj je potreben poseben transformator, ki ima
svojo ceno, težo in velikost. Prav tako takšna rešitev ne
more biti del širše kompenzacije jalove moči v omrežju
in ne more vzdrževati enosmernega napetostnega nivoja
ob npr. udoru, nesimetriji in fluktuaciji napajalne na-
petosti. Te nepravilnosti so velikokrat ravno posledica
klasičnih usmernikov.
Drugi način reševanja problema popačenja toka je
uporaba aktivnega usmernika, ki zagotavlja sinusni po-
tek vhodnega toka. Takšen usmernik nam omogoča
faktor delavnosti (cos(φ)) enak ena, reguliranje izho-
dne enosmerne napetosti in dvosmerni pretok energije.
Usmernik deluje kot pretvornik navzgor, zato je nivo
enosmerne napetost veliko bolj odporen proti raznim
udorom, nesimetriji ali fluktuaciji napajalne napetosti.
Slabosti aktivnega usmernika pa sta večja kompleksnost
in potreba po vhodnem filtru EMI (Electromagnetic
interference).
2 PREGLED OBRAVNAVANIH USMERNIKOV
2.1 Gradnja simulacijskega modela in obdelava po-
datkov
Simulacije sem izvedel v Simulinku, s pretvornikom
zgrajenim v okolju SimScape. Prednost takega pristopa
je, da modeliranje poteka v fizikalni domeni. Slabost pa
je, da tak model ni primeren za zahtevnejše simulacije.
Npr. iz tako sestavljenega modela ne moremo dobiti ve-
rodostojnega podatka o električnih izgubah na tranzistor-
jih. Model bi bilo mogoče sestaviti tudi iz nadomestne
sheme pretvornika [3], vendar tako izgubimo povezavo
z realnim modelom pretvornika.
Model sem ločil na dva glavna bloka. Na blok, ki po-
nazarja močnostni del pretvornika, in blok, ki ponazarja
mikrokrmilnik. Pri vseh modelih je močnostni del enak,
njegova topologija je prikazana na sliki 1.
136 ANTEŠIĆ
uAg uBg uCg
3 ∗Rcu 3 ∗ L
ia
ib
ic
CDC
CDC
R
br
e
m
e
Tp1 Tp2 Tp3
Tn1 Tn2 Tn3
uCn
uBn
uAn
Slika 1: Shema simulirane topologije usmernika
Najpomembnejši rezultat simulacije je fazni tok v
usmernik. Tok je izmeničen, zato ga je najbolj smiselno
obravnavati v frekvenčni domeni. Za obdelavo toka sem
uporabil FFT (fast Fourier transform). Iz frekvenčnega
spektra lahko tudi izračunamo THD (total harmonic
distortion) signala. THD nam pove, koliko drugih har-
monskih komponent, poleg osnovne, vsebuje naš signal,
in je definiran po enačbi (1)
THD =
√
k∑
n=2
I2n
I1
, (1)
kjer je k najvišja višjeharmonska komponenta, ki še
ustreza Nyquistovemu kriteriju. V svojem primeru sem
pri simulaciji usmernika tok zajemal 10 period omrežne
frekvence z vzorčno frekvenco, ki je 20-kratnik stikalne
frekvence.
2.2 Klasični šestpulzni trifazni diodni usmernik
Za lažjo primerjavo rezultatov si bomo ogledali tudi
fazni tok pri klasičnem šestpulznem trifaznem diodnem
usmerniku. V simulaciji bodo vsi tranzistorji na sliki 1
zaprti, tako da bomo uporabili samo njihove prostotečne
diode. L skupaj z Rcu predstavlja usmerniške dušilke.
V klasičnem usmerniku sicer dušilke niso obvezne, v
aktivnem usmerniku so pa nujne, zato sem jih dodal
tudi tukaj, da so rezultati bolj primerljivi med seboj.
2.3 Časovno diskretno regulirani aktivni usmernik
Od zdaj naprej bomo imeli opravka z aktivnimi
usmerniki, kar pomeni, da bomo tranzistorje na sliki 1
krmilili. Krmilimo jih lahko na več načinov – najprej
si bomo ogledali časovno diskretno regulacijo, ki je
podrobneje opisana v delu [4].
Grobo gledano regulator primerja želeno vrednost
toka z dejanskim tokom. Časovna perioda primerjave
je označena s T in nam poda ftakt = 1/T . Želeni tok
je sinusne oblike, amplitudo pa določa napetostni regu-
lator, ki skrbi za konstantni enosmerni napetostni nivo.
Želeni tok je prav tako sinhroniziran na pripadajočo fazo
omrežja. Delovanje regulatorja za eno fazo prikazuje
slika 2.
0
1
2
3
0 1*T 2*T 3*T 4*T 5*T 6*T 7*T
To
k[
A
]
Čas[t]
Dejanska vrednost
Želena vrednost
Slika 2: Potek dejanskega toka ia v primerjavi z želenim
tokom
V časovnem intervalu 0 < t < 2*T regulator pove-
čuje tok skozi dušilko tako, da vklopi tranzistor Tn3.
Glede na razmere v omrežju se tok zaključuje skozi
eno od prostotečnih diod v tranzistorjih Tn1 ali Tn2. V
časovnem intervalu 0 < t < 2*T ni prenosa energije iz
omrežja v breme, breme črpa energijo iz kondenzatorjev
CDC . V trenutku izklopa tranzistorja Tn3, t = 2*T zaradi
magnetne vztrajnosti dušilke tok ne spremeni smeri. Tok
komutira in teče skozi prostotečno diodo v tranzistorju
Tp3 in se zaključuje skozi eno od prostotečnih diod v
tranzistorjih Tn1 ali Tn2. V časovnem intervalu 2*T
< t < 3*T se nakopičena energija v dušilki prenese v
kondenzatorje CDC in v breme. Tako se zmanjšuje tok
skozi dušilko, kar prej ali slej vodi v ponovni vklop
tranzistorja Tn3 (t = 3*T) in cikel se ponovi. Iz opisanega
je razvidno, da ni konstante stikalne frekvence, največja
mogoča stikalna frekvenca (fsw,max) je polovica ftakt.
Za izboljšanje oblike toka v temenu sem regulacijo
nadgradil z blokirnim modulom. Ta blokira preklope na
stikalu, ko je sinusna napetost priključena na to stikalo
v območju temena +/- π/6 radianov. Takrat preostali dve
fazi prek svoje regulacije skrbita za tretjo fazo.
Simulacijo sem nadgradil tudi tako, da sem fazno
zamaknil vzorčni signal ftakt dveh faz za 2π/3 radianov
in 4π/3 radianov. Tako sem navidezno podvojil maksi-
malno stikalno frekvenco, medtem ko stikala še vedno
obratujejo pri maksimalno 30 kHz.
2.4 Aktivni usmernik, reguliran v dvoosnem sistemu
Sodobni mikrokrmilniki so primerni, da krmilijo tran-
zistorje z metodo SPWM (Sinusoidal Pulse-Width Mo-
dulation). SPWM nam omogoča boljšo kontrolo nad
obliko toka (v primerjavi s časovno diskretno regulacijo)
in konstantno stikalno frekvenco. SPWM tvori krmilni
signal za tranzistorje tako, da želeno vrednost primerja
s trikotnikom, katerega frekvenca definira frekvenco
preklopov tranzistorjev (fsw). Ko je želena vrednost
večja od trikotnika, je izhod SPWM 1, drugače je 0.
Želena vrednost je v našem primeru sinus. Opisani
princip modulacije prikazuje slika 3.
Če želimo izbrati pravilne metode regulacije, se mo-
ramo najprej bolj poglobiti v delovanje pretvornika.
PRIMERJAVA REGULACIJSKIH METOD AKTIVNIH USMERNIKOV 137
−1
0
1
4 6 8 10 12 14 16
Čas [ms]
Nastavljena vrednost
Trikotni signal
SPWM
Slika 3: Princip SPWM-modulacije
Problem imamo, ker SPWM (v topologiji pretvornika,
kot ga imamo mi) krmili napetostni vir, mi pa želimo
nastaviti tok. Vezje iz slike 1 lahko poenostavimo, kot
kaže shema na sliki 4. Zdaj lahko s pomočjo slike 4
iC
Rcu L
iB
Rcu L
iA
Rcu L
uCg
uBg
uAg
uCs
uBs
uAs
N
uN
Slika 4: Poenostavljena shema aktivnega usmernika
narišemo kazalčni diagram na sliki 5.
UL
UR
UN+UAs
UAg
IA
Slika 5: Kazalčni diagram stanja 1 faze
Iz kazalčnega diagrama na sliki 5 vidimo, da če nam
uspe na tranzistorskem mostiču (paru tranzistorjev Tp1 in
Tn1) ustvariti napetost UN+UAs, bomo imeli želeni tok
IA v fazi z UAg. Prav tako vemo, da bosta ustvarjena
napetost in tok sinusne oblike (drugače jo sploh ne
moremo narisati v kazalčni diagram). Za generacijo te
sinusne napetosti UAs bomo uporabili SPWM, ki nam
ponuja ravno enostavno generacijo sinusne napetosti.
Iz kazalčnega diagrama na sliki 5 vidimo, da ne mo-
remo enostavno nastavljati UAs kot zmanjšano vrednost
UAg , saj imamo še padec napetosti na dušilkah. Ta
padec (tako induktiven kot uporovni padec na navitju)
se spreminja s temperaturo dušilke in z obremenitvijo
pretvornika. Zato vidimo, da bomo potrebovali regu-
lator. Prav tako pa tudi vidimo, da lahko regulatorju
pomagamo z direktno komponento, ki pa bo zmanjšana
vrednost UAg . Imamo opravka s tremi faznimi veliči-
nami, zato je smiselno, da si sistem čim bolj poenosta-
vimo. Prva poenostavitev je, da regulacijo izvedemo v
sistemu a/b, kjer 3-fazni sistem reduciramo na 2-fazni
(a/b) sistem. Še dodatno lahko poenostavimo regulacijo,
da namesto izmeničnih količin reguliramo enosmerne.
Da opravimo omenjeno, je treba regulacijo izvesti v
koordinatnem sistemu d/q. Oba regulacijska postopka sta
široko uporabljena pri regulaciji trifaznih razsmernikov,
ki se uporabljajo za regulacijo asinhronskih motorjev [1].
V delu [3], [5] je predstavljena regulacija usmernika v
sistemih a/b in d/q.
2.4.1 Regulacija v dvoosnem stacionarnem sistemu:
Najprej na vseh izmeničnih veličinah naredimo Clarkino
transformacijo po enačbi (2).
[
ia(t)
ib(t)
]
=
2
3
[
1 − 1
2
− 1
2
0
√
3
2
−
√
3
2
]iAg(t)iBg(t)
iCg(t)

 (2)
Iz napetosti izluščimo osnovno harmonsko kompo-
nento s pomočjo DFT - iDFT (discrete Fourier trans-
form - inverse discrete Fourier transform) filtra. V filter
vstopa omrežna napetost (z vsemi motnjami), iz njega
pa izstopa samo osnovni harmonik omrežne napetosti,
ki ima amplitudo 1. Ta signal uporabimo kot refe-
renčno vrednost za obliko toka. Amplitudo toka določa
napetostni regulator, ki skrbi za konstantni enosmerni
nivo. Tokovna regulatorja za komponenti a in b toka
pa skrbita, da je dejanski tok sinusne oblike in prave
amplitude.
2.4.2 Regulacija v dvoosnem rotirajočem sistemu:
Zgoraj opisani sistem lahko še dodatno nadgradimo
z regulacijo v koordinatnem sistemu d/q. Za takšno
regulacijo potrebujemo kot (podrobneje opisano v [1],
[3]), ki ga dobimo iz dodatnega PLL (phase locked loop)
vezja. Zdaj po Clarkini transformaciji v sistem a/b (po
enačbi (2)) sledi še Parkova transformacija po enačbi (3)[
id(t)
iq(t)
]
=
[
cos(ρ) sin(ρ)
−sin(ρ) cos(ρ)
] [
ia(t)
ib(t)
]
, (3)
kjer kot ρ dobimo iz PLL vezja. Z dodatno trans-
formacijo v sistem d/q tokovna regulatorja regulirata
enosmerne količine, kar odpravi pogrešek PI-regulatorja
v stacionarnem stanju.
2.5 Direktna komponenta v regulaciji
Zaradi lažje nastavitve regulatorjev vsi trije regula-
torji vsebujejo direktno regulacijsko komponento. Tako
sem zagotovil, da so vsi regulatorji dokaj optimalno
nastavljeni za poznejše primerjanje rezultatov. Če bi v
enem primeru imeli optimalno nastavljene regulatorje, v
drugem pa zelo slabo nastavljene regulatorje, potem ne
moremo biti prepričani, ali je razlika v rezultatih zaradi
boljšega ali slabšega načina regulacije ali zaradi boljše
ali slabše parametrizacije regulatorjev.
138 ANTEŠIĆ
Direktna komponenta v napetostnem regulatorju iz-
haja iz enakosti moči na omreži strani in enosmerni
strani usmernika (PAC = PDC). V tokovnih regulatorjih
(samo pri regulatorjih v dvoosnem sistemu) je direktno
komponento težje izračunati. Če s pomočjo slike 4
napišemo napetostno enačbo ene faze, dobimo enačbo
(4).
uAg = Ria + L
diA
dt
+ uAs −
uAs + uBs + uCs
3
(4)
Vidimo, da nimamo enostavne enačbe, iz katere bi lahko
izračunali iA. Zato sem se problema lotil drugače.
Ko je simulacija že delovala, sem enosmerno napetost
nastavil na 700 V. Potem sem spreminjal breme in
tabeliral izhod iz regulatorja. Tako sem dobil tabelo,
ki kaže “karakteristiko” tokovnega regulatorja. Tabela
podaja pri konstantni napetosti in želeni amplitudi toka
izhod iz regulatorja. To tabelo z interpolacijo vmesnih
točk sem uporabil kot direktno komponento v dveh to-
kovnih regulatorjih. Rešitev se je izkazala za zelo dobro,
saj sam PI-regulator v tokovnem regulatorju prispeva
samo nekaj odstotkov celotnega izhoda. Isto rešitev sem
uporabil tudi pri regulaciji v prostoru d/q.
3 PRIMERJAVA REZULTATOV
3.1 Primerjava med pretvorniki
Vsi usmerniki so bili analizirani pri istih obratovalnih
pogojih. Parametre pretvornika vidimo v tabeli 1.
Tabela 1: Parametri pretvornika
Urms 230 V Rcu 50 mΩ
fomr 50 Hz CDC 100 µF
L 5 mH Rbreme 100 Ω
fsw 30 kHz ftakt 60 kHz
Najprej si oglejmo primerjavo tokov v časovnem
prostoru. Primerjavo prikazuje graf na sliki 6.
Kot rezultat regulacije v dvoosnem sistemu je na grafu
prikazan samo tok, reguliran v prostoru a/b. Med tokom,
reguliranim v prostoru a/b ali d/q, ni razlike, ki bi bila
opazna na grafu, ki prikazuje časovni potek toka. Da je
graf bolj čitljiv, sem tok zamaknil za 2.5 A.
Če primerjamo klasični usmernik in aktivne usmer-
nike, takoj vidimo veliko izboljšavo v obliki toka. Če
primerjamo oba krmiljena usmernika med seboj, pa
opazimo tudi veliko zmanjšanje visokofrekvenčne va-
lovitosti pri regulaciji v dvoosnem sistemu. Prav tako
pri aktivnih usmernikih vidimo veliko izboljšavo v eno-
smerni napetosti, kar je razvidno iz grafa na sliki 7.
Zaradi lažje primerjave os Y v grafu ni zvezna. Prav tako
sem narisal samo en potek za regulacijo v dvoosnem
sistemu, saj se potek enosmerne napetosti med regulacijo
a/b in d/q ne razlikuje. Takoj ko imamo regulirani
usmernik, valovitost napetosti izgine. Prav tako vidimo,
−15
−10
−5
0
5
10
15
55 60 65 70 75
To
k
[A
]
Čas [ms]
Klasični usmernik
Časovno diskreten usmernik
Regulacija v dvoosnem sistemu
Slika 6: Časovni potek tokov pri različnih pretvornikih
500
550
700
700
55 60 65 70 75
N
ap
et
os
t
[V
]
Čas [ms]
Klasični usmernik
Časovno diskreten usmernik
Regulacija v dvoosnem sistemu
Slika 7: Časovni potek enosmerne napetosti pri različnih
pretvornikih
da je regulacija v dvoosnem sistemu najboljša tudi kar
se tiče valovitosti enosmerne napetosti.
Razlike postanejo še bolj očitne, če si ogledamo
frekvenčni spekter vseh usmernikov, kar prikazuje slika
8. Iz frekvenčnega spektra vidimo, da nižje visoko-
frekvenčne komponente z vsemi aktivnimi usmerniki
zmanjšamo. Vidimo tudi izrazito razliko med regulacijo
v sistemu a/b in regulacijo v sistemu d/q pri tretjem
harmoniku.
PRIMERJAVA REGULACIJSKIH METOD AKTIVNIH USMERNIKOV 139
10−6
10−5
10−4
10−3
10−2
10−1
1
10
10 100 103 104 fsw 10
5
To
k
[A
]
Frekvenca [Hz]
Klasični usmernik
Časovno diskreten usmernik
Regulacija v a/b sistemu
Regulacija v d/q sistemu
Slika 8: Frekvenčni spekter toka ene faze (iA) pri različnih
pretvornikih
Tretji harmonik je podrobneje prikazan na sliki 9.
Regulacija v sistemu d/q veliko bolje odpravlja tretji
harmonik, ker PI-regulator, ki je v vseh pretvornikih,
ne more odpraviti napake pri sistemu z izmeničnimi
veličinami. Pri regulaciji v sistemu d/q pa ima PI-
regulator opravka z enosmernimi veličinami, pri katerih
pa lahko (v teoriji) PI odpravi ves pogrešek.
10−6
10−5
10−4
10−3
10−2
10−1
100 150 300 400
To
k
[A
]
Frekvenca [Hz]
Regulacija v a/b sistemu
Regulacija v d/q sistemu
Slika 9: Frekvenčni spekter toka ene faze (iA) pri različnih
pretvornikih
Oglejmo si še približani odsek frekvenčnega spektra,
kjer sta prikazana samo časovno diskretni regulator in
klasični regulator, kar prikazuje slika 10.
10−6
10−5
10−4
10−3
10−2
10−1
1
200 103 3 ∗ 103
To
k
[A
]
Frekvenca [Hz]
Klasični usmernik
Časovno diskreten usmernik
Slika 10: Frekvenčni spekter toka ene faze (iA) pri različnih
pretvornikih
Vidimo več višjih harmonskih komponent zaradi sti-
kalnega delovanja pretvornika. Vrhove v grafu vidimo
tudi pri frekvencah, kjer jih prej ni bilo, npr. 1 kHz. To je
direktna posledica spremenljive stikalne frekvence, kjer
bi lahko rekli, da se motnje zaradi preklopov razlijejo
po celotnem frekvenčnem spektru toka.
Tabela 2 podaja vrednosti THD posameznega pre-
tvornika. Prvo veliko izboljšavo vidimo, ko preidemo iz
klasičnega usmernika v aktivne usmernike. Drugo veliko
izboljšavo vidimo, ko preidemo v regulacijo v dvoosnem
sistemu.
Tabela 2: Primerjava vrednosti THD
Tip pretvornika THD [%]
Klasični usmernik brez dušilk 47.12
Klasični usmernik z dušilkami 41.31
Časovno diskretna regulacija 7.40
Regulacija v sistemu a/b 1.15
Regulacija v sistemu d/q 1.13
3.2 Spremenljiva stikalna frekvenca
Pri časovno diskretni regulaciji težko sploh govorimo
o stikalni frekvenci, saj se preklopi ne izvajajo perio-
dično, ampak takrat, ko je to potrebno. To se spremi-
nja glede na obremenitev pretvornika in na razmere v
omrežju. S slike 6 tudi vidimo, da visokofrekvenčno
valovanje spreminja “frekvenco” glede na to, kje na
sinusu jo opazujemo.
140 ANTEŠIĆ
V simulaciji sem opravil dodatno analizo, kjer sem za
eno periodo omrežne napetosti shranjeval razmik med
preklopi stikala. To sem potem prikazal na sliki 11
kot frekvenco, četudi to ni najbolj primerno. To sem
naredil zato, da rezultate lažje uvrstimo v frekvenčno
analizo toka. Frekvenco preklopov sem moral močno
zaokrožiti, da dobimo neki smiseln rezultat, saj drugače
dobimo dolgo vrsto stikalnih frekvenc, ki se razlikujejo
za eno vzorčno periodo (označeno s T na sliki 2). Iz tako
dobljenih diskretnih točk frekvenc in pogostnosti njihove
uporabe lahko interpoliramo graf. Slika 11 prikazuje
pogostnost uporabe določene stikalne frekvence ene
tranzistorske veje.
0
5
10
15
20
25
30
0 5 10 15 20 25 30 35
S
ti
ka
ln
a
fr
ek
ve
nc
a
[k
H
z]
Čas obratovanja [%]
Slika 11: Pogostnost preklopov
Vidimo, da 30 % časa pretvornik obratuje med 25
in 30 kHz. To lahko tudi potrdimo iz grafa 8, kjer
vidimo izrazito povečanje šuma v tem območju. Bolj
problematično je, da s slike 11 vidimo tudi, da preklopna
frekvenca pade krepko pod 20 kHz, celo pod 2 kHz.
Spust pod 20 kHz je za uporabnika problem, saj takšen
pretvornik začne proizvajati hrup v slišnem spektru,
kar se tudi takoj opazi pri laboratorijskem modelu tega
pretvornika. Spust pod 2 kHz je problem za doseganje
standarda EN61000-3-2, saj s stikalnim delovanjem pov-
zročamo motnje ravno tam, kjer jih standard omejuje.
Ravno zato je ugotavljanje skladnosti takega pretvornika
težko, saj se lahko zgodi, da ob spremembi pogojev na
omrežju in bremena pretvorniku povprečna stikalna fre-
kvenca še dodatno upade in tako preseže meje standarda.
Prav tako je za takšen pretvornik težko načrtovati
EMI-filtre, ki so potrebni za zagotavljanje skladnosti z
drugimi standardi. Če bi imeli konstantno stikalno fre-
kvenco, bi lahko načrtovali EMI-filter samo za določeno
visoko frekvenco. Pri časovno diskretnem regulatorju bi
morali mejno frekvenco filtra postaviti zelo nizko, že na
nekaj kHz. To nam poveča gabarite filtra, kar pa pomeni
tudi višjo ceno filtra.
3.3 Skladnost z EN61000-3-2:2018
Mednarodni standard EN61000-3-2:2018 omejuje am-
plitude višje harmonskih komponent toka. Zajema vse
višje harmonike omrežne frekvence, od drugega do 40.
harmonika. Slika 12 prikazuje frekvenčni spekter vseh
obravnavanih usmernikov v primerjavi z dovoljenimi
limitami za razred A, kamor spadajo tri fazne naprave.
Vidimo, da klasični usmernik prekorači limito, časovno
10−6
10−5
10−4
10−3
10−2
10−1
1
100 250 500 1000 2000
To
k
[A
]
Frekvenca [Hz]
Klasični usmernik z dušilkami
Časovno diskretna regulacija
Regulacija v a/b sistemu
Regulacija v d/q sistemu
Limita po IEC61000-3-2:2018
Slika 12: Primerjava rezultatov simulacij z limito
diskretno regulirani usmernik se limiti močno približa
in da usmernika, regulirana v dvoosnem koordinatnem
sistemu, nudita najboljše rezultate in sta precej oddaljena
od limite.
4 SKLEP
Klasični diodni usmernik je zelo robustna rešitev, vendar
ima velik problem pri kakovosti vhodnega toka. Re-
ševanje teh problemov z dušilkami in z več pulznimi
usmerniki postane hitro zelo drago. Edini način, da bi bil
klasični usmernik ekonomičen, je nižja cena filtra, kot je
cena za potrebno krmilno elektroniko. To je čedalje težje
dosegljivo, saj cena polprevodnikov in mikrokrmilnikov
pada, medtem ko cena bakra in železa, ki sta v filtru
najdražja, ostaja več ali manj konstantna.
Časovno diskretna regulacija je zelo preprosta rešitev.
Mogoče jo je realizirati s čistim analognim vezjem, kot
je to tudi opravljeno v delu [4]. To sicer vedno manj
postaja pozitivna lastnost rešitve, saj cena mikrokrmil-
nikov pada, z analogno rešitvijo pa izgubimo veliko
fleksibilnost nastavljanja pretvornika. Takšna regulacija
je prav tako še dokaj robustna, saj če v eni meritvi
zajamemo še tako veliko motnjo, bo to pri regulaciji toka
vplivalo samo v enem preklopu. Po zmotnem preklopu,
če se motnja ne ponovi, pretvornik deluje normalno
naprej, kot da motnje ne bi bilo. Slabost časovno dis-
kretne regulacije je v slabši kakovosti toka v primerjavi
z regulacijo v dvoosnem sistemu. Prav tako ima veliko
dodatno slabost – spremenljivo stikalno frekvenco.
PRIMERJAVA REGULACIJSKIH METOD AKTIVNIH USMERNIKOV 141
Oba načina regulacije v dvoosnem sistemu prineseta
boljše rezultate kot zgoraj opisane rešitve. Regulacija v
sistemu d/q omogoča tudi preprosto nastavljanje jalove
komponente toka. Tako lahko takšen usmernik sodeluje
pri splošni kompenzaciji jalovega toka. Edina slabost
takšnega načina regulacije je, da je zelo zahtevna. Prav
tako je občutljiva na motnje, saj se posledice ene motnje
poznajo dalj časa v vseh regulatorjih v sistemu.